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理想的跳變位置。抖動(dòng)是個(gè)相對(duì)的時(shí)間量,怎么確定信號(hào)的理想的跳變位置對(duì)于 抖動(dòng)的測(cè)量結(jié)果有很關(guān)鍵的影響。對(duì)于時(shí)鐘信號(hào)的測(cè)量,我們通常關(guān)心的是時(shí)鐘信號(hào)是否 精確地等間隔,因此這個(gè)理想位置通常是從被測(cè)信號(hào)中提取的一個(gè)等周期分布時(shí)鐘的跳變 沿;而對(duì)于數(shù)據(jù)信號(hào)的測(cè)量,我們關(guān)心的是這個(gè)信號(hào)相對(duì)于其時(shí)鐘的位置跳變,因此這個(gè)理 想跳變位置就是其時(shí)鐘有效沿的跳變位置。對(duì)于很多采用嵌入式時(shí)鐘的高速數(shù)字電路來 說,由于沒有專門的時(shí)鐘傳輸通道,情況要更復(fù)雜一些,這時(shí)的理想跳變位置通常是指用一 個(gè)特定的時(shí)鐘恢復(fù)電路(可能是硬件的也可能是軟件的)從數(shù)據(jù)中恢復(fù)出的時(shí)鐘的有效跳 變沿。數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)架構(gòu)分析;天津數(shù)字信號(hào)測(cè)試產(chǎn)品介紹
為了提高串行數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?,現(xiàn)在很多更高速率的數(shù)字接口采用對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼后再做并/串轉(zhuǎn)換的方式。編碼的方式有很多,如8b/9b編碼、8b/10b編碼、64b/66b編碼、128b/130b編碼等,下面以當(dāng)下流行的ANSI8b/10b編碼為例進(jìn)行介紹。
在ANSI8b/10b編碼方式中,8bit的數(shù)據(jù)先通過相應(yīng)的編碼規(guī)則轉(zhuǎn)換成10bit的數(shù)據(jù),再進(jìn)行并/串轉(zhuǎn)換;接收端收到信號(hào)后先把串行數(shù)據(jù)進(jìn)行串/并轉(zhuǎn)換得到10bit的數(shù)據(jù),再通過10bit到8bit的解碼得到原始傳輸?shù)?bit數(shù)據(jù)。因此,如果發(fā)送端并行側(cè)的數(shù)據(jù)速率是8bit×100Mbps,通過8b/10b編碼和并/串轉(zhuǎn)換后的串行側(cè)的數(shù)據(jù)速率就是1bit×1Gbps。8b/10b編碼方法早由IBM發(fā)明,后來成為ANSI標(biāo)準(zhǔn)的一部分(ANSIX3.230-1994,clause11),并在通信和計(jì)算機(jī)總線上廣泛應(yīng)用。表1.1是ANSI8b/10b編碼表的一部分,以數(shù)據(jù)0x00為例, 天津數(shù)字信號(hào)測(cè)試產(chǎn)品介紹傳統(tǒng)的數(shù)字信號(hào)帶寬計(jì)算;
對(duì)于真實(shí)的數(shù)據(jù)信號(hào)來說,其頻譜會(huì)更加復(fù)雜一些。比如偽隨機(jī)序列(PRBS)碼流的頻譜的包絡(luò)類似一個(gè)sinc函數(shù)。圖1.4是用同一個(gè)發(fā)送芯片分別產(chǎn)生的800Mbps和2.5Gbps的PRBS信號(hào)的頻譜,可以看到雖然輸出數(shù)據(jù)速率不一樣,但是信號(hào)的主要頻譜能量集中在4GHz以內(nèi),也并不見得2.5Gbps信號(hào)的高頻能量就比800Mbps的高很多。
頻譜儀是對(duì)信號(hào)能量的頻率分布進(jìn)行分析的準(zhǔn)確的工具,數(shù)字工程師可以借助頻譜分析儀對(duì)被測(cè)數(shù)字信號(hào)的頻譜分布進(jìn)行分析。當(dāng)沒有頻譜儀可用時(shí),我們通常根據(jù)數(shù)字信號(hào)的上升時(shí)間估算被測(cè)信號(hào)的頻譜能量:
信號(hào)的比較高頻率成分=0.5/信號(hào)上升時(shí)間(10%~90%)
或者當(dāng)使用20%~80%的上升時(shí)間標(biāo)準(zhǔn)時(shí),計(jì)算公式如下:
信號(hào)的比較高頻率成分=0.4/信號(hào)上升時(shí)間(20%~80%)
這種方法由于不需要單獨(dú)的時(shí)鐘走線,各對(duì)差分線可以采用各自的CDR電路,所以對(duì)各對(duì)線的等長要求不太嚴(yán)格(即使要求嚴(yán)格也很容易實(shí)現(xiàn),因?yàn)樽呔€數(shù)量減少,而且信號(hào)都是點(diǎn)對(duì)點(diǎn)傳輸)。為了把時(shí)鐘信息嵌在數(shù)據(jù)流里,需要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼,比較常用的編碼方式有ANSI的8b/10b編碼、64b/66b編碼、曼徹斯特編碼、特殊的數(shù)據(jù)編碼以及對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行加擾等。
嵌入式時(shí)鐘結(jié)構(gòu)的關(guān)鍵在于CDR電路,CDR的工作原理如圖1.17所示。CDR通常用一個(gè)PLL電路實(shí)現(xiàn),可以從數(shù)據(jù)中提取時(shí)鐘。PLL電路通過鑒相器(PhaseDetector)比較輸入信號(hào)和本地VCO(壓控振蕩器)間的相差,并把相差信息通過環(huán)路濾波器(Filter)濾波后轉(zhuǎn)換成低頻的對(duì)VCO的控制電壓信號(hào),通過不斷的比較和調(diào)整終實(shí)現(xiàn)本地VCO對(duì)輸入信號(hào)的時(shí)鐘鎖定。 數(shù)字信號(hào)的時(shí)鐘分配(Clock Distribution);
數(shù)字信號(hào)的帶寬(Bandwidth)
在進(jìn)行數(shù)字信號(hào)的分析和測(cè)試時(shí),了解我們要分析的數(shù)字信號(hào)的帶寬是很重要的一點(diǎn),它決定了我們進(jìn)行電路設(shè)計(jì)時(shí)對(duì)PCB走線和傳輸介質(zhì)傳輸帶寬的要求,也決定了測(cè)試對(duì)儀表的要求。
數(shù)字信號(hào)的帶寬可以大概理解為數(shù)字信號(hào)的能量在頻域的一個(gè)分布范圍,由于數(shù)字信號(hào)不是正弦波,有很多高次諧波成分,所以其在頻域的能量分布是一個(gè)比較復(fù)雜的問題。
傳統(tǒng)上做數(shù)字電路設(shè)計(jì)的工程師習(xí)慣根據(jù)信號(hào)的5次諧波來估算帶寬,比如如果信號(hào)的數(shù)據(jù)速率是100Mbps,其快的0101的跳變波形相當(dāng)于50MHz的方波時(shí)鐘,這個(gè)方波時(shí)鐘的5次諧波成分是250MHz,因此信號(hào)的帶寬大概就在250MHz以內(nèi)。這種方法看起來很合理,因?yàn)?次諧波對(duì)于重建信號(hào)的基本波形形狀是非常重要的,但這種方法對(duì)于需要進(jìn)行精確波形參數(shù)測(cè)量的場(chǎng)合來說就不太準(zhǔn)確了。比如同樣是50MHz 的信號(hào),如果上升沿很陡接近理想方波,其高次諧波能量就比較大;而如果上升沿很緩接近 正弦波,其高次諧波能量就很小。
什么是數(shù)字信號(hào)(DigitalSignal);天津數(shù)字信號(hào)測(cè)試產(chǎn)品介紹
模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)之間的區(qū)別嗎?天津數(shù)字信號(hào)測(cè)試產(chǎn)品介紹
采用前向時(shí)鐘的總線因?yàn)橛袑iT的時(shí)鐘通路,不需要再對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行編解碼,所以總線效率一般都比較高。還有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是線路噪聲和抖動(dòng)對(duì)于時(shí)鐘和數(shù)據(jù)線的影響基本是一樣的(因?yàn)樽呔€通常都在一起),所以對(duì)系統(tǒng)的影響可以消除到小。
嵌入式時(shí)鐘的電路對(duì)于線路上的高頻抖動(dòng)非常敏感,而采用前向時(shí)鐘的電路對(duì)高頻抖動(dòng)的敏感度就相對(duì)小得多。前向時(shí)鐘總線典型的數(shù)據(jù)速率在500Mbps~12Gbps.
在前向時(shí)鐘的拓?fù)淇偩€中,時(shí)鐘速率通常是數(shù)據(jù)速率的一半(也有采用1/4速率、1/10或其他速率的),數(shù)據(jù)在上下邊沿都采樣,也就是通常所說的DDR方式。使用DDR采樣的好處是時(shí)鐘線和數(shù)據(jù)線在設(shè)計(jì)上需要的帶寬是一樣的,任何設(shè)計(jì)上的局限性(比如傳輸線的衰減特性)對(duì)于時(shí)鐘和數(shù)據(jù)線的影響是一樣的。
前向時(shí)鐘在一些關(guān)注效率、實(shí)時(shí)性,同時(shí)需要高吞吐量的總線上應(yīng)用比較,比如DDR總線、GDDR總線、HDMI總線、Intel公司CPU互連的QPI/UPI總線等。 天津數(shù)字信號(hào)測(cè)試產(chǎn)品介紹