江蘇信號(hào)完整性測(cè)試聯(lián)系方式

信號(hào)完整性和低功耗在蜂窩電話設(shè)計(jì)中是特別關(guān)鍵的考慮因素，EP諧波吸收裝置有助三階諧波頻率輕易通過(guò)，并將失真和抖動(dòng)減小至幾乎檢測(cè)不到的水平。隨著集成電路輸出開(kāi)關(guān)速度提高以及PCB板密度增加，信號(hào)完整性已經(jīng)成為高速數(shù)字PCB設(shè)計(jì)必須關(guān)心的問(wèn)題之一。元器件和PCB板的參數(shù)、元器件在PCB板上的布局、高速信號(hào)的布線等因素，都會(huì)引起信號(hào)完整性問(wèn)題，導(dǎo)致系統(tǒng)工作不穩(wěn)定，甚至完全不工作。 如何在PCB板的設(shè)計(jì)過(guò)程中充分考慮到信號(hào)完整性的因素，并采取有效的控制措施，已經(jīng)成為當(dāng)今PCB設(shè)計(jì)業(yè)界中的一個(gè)熱門(mén)課題。信號(hào)接口一致性高速信號(hào)完整性測(cè)試；江蘇信號(hào)完整性測(cè)試聯(lián)系方式

改變兩條有插入損耗波谷影響的傳輸線之間的間距。虛擬實(shí)驗(yàn)之一是改變線間距。當(dāng)跡線靠近或遠(yuǎn)離時(shí)，一條線的插入損耗上的諧振吸收波谷會(huì)出現(xiàn)什么情況？圖35所示為簡(jiǎn)單的兩條耦合線模型中一條線上模擬的插入損耗，間距分別為50、75、100、125和150密耳。紅色圓圈為單端跡線測(cè)得的插入損耗。每條線表示不同間距下插入損耗的模擬響應(yīng)。頻率諧振比較低的跡線間距為50密耳，之后是75密耳，排后是150密耳。隨著間距增加，諧振頻率也增加，這差不多與直覺(jué)相反。大多數(shù)諧振效應(yīng)的頻率會(huì)隨著尺寸增加而降低。然而，在這個(gè)效應(yīng)中，諧振頻率卻隨著尺寸和間距的增加而增加。要不是前文中我們已經(jīng)確認(rèn)模擬數(shù)據(jù)和實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)之間非常一致，我們可能會(huì)對(duì)模擬結(jié)果產(chǎn)生懷疑。波谷顯然不是諧振效應(yīng)，其起源非常微妙，但與遠(yuǎn)端串?dāng)_密切相關(guān)。在頻域中，當(dāng)正弦波進(jìn)入排前條線的前端時(shí)，它會(huì)與第二條線耦合。在傳播中，所有的能量會(huì)在一個(gè)頻率點(diǎn)從排前條線耦合到相鄰線，導(dǎo)致排前條線上沒(méi)有任何能量，因此出現(xiàn)一個(gè)波谷。自動(dòng)化信號(hào)完整性測(cè)試代理品牌克勞德實(shí)驗(yàn)室數(shù)字信號(hào)完整性測(cè)試進(jìn)行分析；

1、什么是信號(hào)完整性“0”、“1”碼是通過(guò)電壓或電流波形來(lái)傳遞的，盡管信息是數(shù)字的，但承載這些信息的電壓或者電流波形確實(shí)模擬的，噪聲、損耗、供電的不穩(wěn)定等多種因素都會(huì)使電壓或者電流發(fā)生畸變，如果畸變嚴(yán)重到一定程度，接收器就可能錯(cuò)誤判斷發(fā)送器輸出的“0”、“1}碼，這就是信號(hào)完整性問(wèn)題。廣義上講，信號(hào)完整性（SignalIntegrity，SI）包括由于互連、電源、器件等引起的所有信號(hào)質(zhì)量及延時(shí)等問(wèn)題。

2、SI問(wèn)題的根源：頻率提高、上升時(shí)間減小、擺幅降低、互連通道不理想、供電環(huán)境惡劣、通道之間延時(shí)不一致等都可能導(dǎo)致信號(hào)完整性問(wèn)題；但其根源主要是信號(hào)上升時(shí)間減小。注：上升時(shí)間越小，信號(hào)包含的高頻成分就越多，高頻分量和通道間相互作用就可能使信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的畸變。

轉(zhuǎn)換成頻域的TDR/TDT響應(yīng)：回波損耗/插入損耗。藍(lán)線是參考直通的插入損耗。當(dāng)然，如果有一個(gè)完美直通的話，每個(gè)頻率分量將無(wú)衰減傳播，接收的信號(hào)幅度與入射信號(hào)的幅度相同。插入損耗的幅度始終為1，用分貝表示的話，就是0分貝。這個(gè)損耗在整個(gè)20GHz的頻率范圍內(nèi)都是平坦的。黃線始于低頻率下的約-30分貝，是同一傳輸線的回波損耗，即頻域中的S11。綠線是此傳輸線的插入損耗，或S21。這個(gè)屏幕只顯示了S參數(shù)的幅度，相位信息是有的，但沒(méi)有顯示的必要?；夭〒p耗始于相對(duì)較低的值，接近-30分貝，然后向上爬升到達(dá)-10分貝范圍，約超過(guò)12GHz。這個(gè)值是對(duì)此傳輸線的阻抗失配和兩端的50歐姆連接的衡量。插入損耗具有直接有用的信息。在高速串行鏈路中，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)共同工作，以發(fā)射并接收高比特率信號(hào)。在簡(jiǎn)單的CMOS驅(qū)動(dòng)器中，一個(gè)顯示誤碼率之前可能可以接受-3分貝的插入損耗。對(duì)于簡(jiǎn)單的SerDes芯片而言，可以接受-10分貝的插入損耗，而對(duì)于先進(jìn)的高級(jí)SerDes芯片而言，則可以接受-20分貝。如果我們知道特定的SerDes技術(shù)可接受的插入損耗，那就可以直接從屏幕上測(cè)量互連能提供的比較大比特率?？藙诘聦?shí)驗(yàn)室提供信號(hào)完整性測(cè)試軟件報(bào)告；

8英寸長(zhǎng)均勻微帶線的ADS建模，所示簡(jiǎn)單模型的帶寬為~12GHz。所示為描述傳輸線的較好簡(jiǎn)單模型，是基板上的一條單一跡線，長(zhǎng)度為8英寸，電介質(zhì)厚度為60密耳，線寬為125密耳。這些參數(shù)都是直接從物理互連上測(cè)得的。較好初我們不知道疊層的總體介電常數(shù)和體積耗散因數(shù)。我們有測(cè)得的插入損耗。所示為測(cè)得的互連插入損耗，用紅圈標(biāo)出。這與前文中在TDR屏幕上顯示的數(shù)據(jù)完全一樣。分析中也采用相位響應(yīng)，但不在此顯示。在這個(gè)簡(jiǎn)單的模型中有兩個(gè)未知參數(shù)，即介電常數(shù)和耗散因數(shù)，我們使用ADS內(nèi)置的優(yōu)化器在所有參數(shù)空間內(nèi)搜索這兩個(gè)參數(shù)的比較好擬合值，以匹配測(cè)得的插入損耗響應(yīng)與模擬的插入損耗響應(yīng)。中的藍(lán)線是使用4.43的介電常數(shù)值和0.025的耗散因數(shù)值模擬的插入損耗的較好終值。我們可以看到，測(cè)得的插入損耗和模擬的插入損耗一致性非常高，達(dá)到約12GHz。這是該模型的帶寬。相位的一致性更高，但不在此圖中顯示。通過(guò)建立簡(jiǎn)單的模型并將參數(shù)值擬合到模型中，以及利用ADS內(nèi)置的二維邊界元場(chǎng)解算器和優(yōu)化工具，我們能夠從TDR/TDT測(cè)量值中提取疊層材料特性的準(zhǔn)確值。我們還能證明，此互連實(shí)際上很合理。傳輸線沒(méi)有異常，沒(méi)有不明原因的特性，至少在12GHz以下不會(huì)出現(xiàn)任何意外情況?？藙诘赂咚贁?shù)字信號(hào)測(cè)試實(shí)驗(yàn)室信號(hào)完整性考慮的問(wèn)題？設(shè)備信號(hào)完整性測(cè)試維修電話

克勞德信號(hào)完整性測(cè)試設(shè)備；江蘇信號(hào)完整性測(cè)試聯(lián)系方式

ADC位數(shù)和小分辨率模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)是確保示波器自身信號(hào)完整性的關(guān)鍵技術(shù)。ADC位數(shù)與示波器的分辨率成正比。理論上講，10位ADC示波器的分辨率比8位ADC示波器高4倍。同理，12位ADC示波器相對(duì)于10位ADC示波器也是如此。圖2以10位ADCIn?niiumS系列示波器為例，實(shí)際驗(yàn)證了上述結(jié)論。

多數(shù)示波器都是采用8位ADC,而S系列示波器采用的是40GSa/s10位ADC,分辨率提升了四倍。分辨率是指由示波器中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)所決定的小量化電平。8位ADC可將模擬輸入信號(hào)編碼為28=256個(gè)電平，即量化電平或Q電平。ADC在示波器量程內(nèi)工作，因此在電流和電壓測(cè)量中，量化電平的步長(zhǎng)與示波器的量程設(shè)置有關(guān)。如果垂直設(shè)置為100mV/格，則量程等于800mV(8格x100mV/格)，量級(jí)電平分辨率就是3.125mV(即，800mV除以256個(gè)量化電平）。 江蘇信號(hào)完整性測(cè)試聯(lián)系方式